简介围绕单片机控制的手机无线充电系统展开的毕业设计文档面向电子信息、自动化及相关专业学生与嵌入式初学者可用于课程设计、毕业设计选题参考和无线供电方案入门。压缩包内仅含1个doc文件约1.19MB文件类型为Word文档主体为完整毕业设计论文稿涵盖中英文摘要、引言、无线电力传输原理、系统硬件设计、原理图与软件设计等章节并附发射与接收线圈原理图、AD程序、红外发送程序设计等附录便于对照理解电磁感应、电磁耦合共振、逆变电路、整流滤波、电压检测及红外数据传输等关键环节。已有105人学习适合需要梳理系统框架、硬件电路与单片机软件流程的读者参考也可作为答辩准备和方案查漏补缺的文档。1. 把手机往板子上一放就开始充电这套单片机无线充电系统里最难的部分不是线圈把手机往板子上一放就开始充电拆开外壳你会发现里面既没有变压器铁芯也没有任何机械触点只有两片铜箔线圈隔着一层塑料对望。很多人第一次做无线充电方案注意力全放在怎么把能量隔空送过去上线圈匝数、谐振电容、逆变频率算了一遍又一遍真正让样机跑不起来的往往不是传能效率而是那条从手机端绕回发射端的反向信息通道——没有它发射端根本不知道对面有没有手机、电池满没满线圈只能一直盲目振荡。这套基于单片机、靠电磁感应传能、用红外把充电状态回传、再由继电器决定通断的无线充电系统值得研究的原因在它把供电这件事从开环变成了闭环。今天你手边的无线充电产品内部同样有这一层控制逻辑只不过红外换成了负载调制继电器换成了 PWM 控制器。理解了这条闭环怎么搭起来再看任何一套无线充电方案你看到的就不再是两块板子加一个线圈而是一个能被拆开、被验证、也能被踩坑的完整系统。2. 传能原理电磁感应和磁耦合共振差的不只是一个电容无线充电经常被讲成两个线圈靠近就能输电这句话不算错但省略了最关键的一层靠近只是让它能工作谐振才让它能用。这两件事在物理上是分开的混在一起讲后面所有的电路参数都会跟着糊涂。2.1 把变压器剖开近场磁感应到底在传什么先从最朴素的模型开始。闭合导体回路的磁通量发生变化时回路里会出现感应电动势大小正比于磁通对时间的变化率取负ε -dΦ/dt这就是整套系统的物理底座。传统变压器把这个过程做到了极致初级次级共用一个高磁导率的闭合铁芯磁路几乎不漏耦合系数可以到 0.95 以上互感大、漏感小所以效率高、温升低。而无线充电做的事本质上就是把这只变压器从中间剖开——铁芯拿掉气隙换成几毫米的空气加一层塑料外壳。这一步剖开性质就变了。空气的磁导率只有铁芯的千分之一量级磁力线大量发散到周围空间耦合系数掉到 0.20.5漏感迅速上升。漏感带来的直接后果是初级线圈上加了电压很大一部分电流消耗在建立漏磁场上没有参与能量传递。这个电流就是励磁电流它不做有用功却实实在在流过开关管和线圈电阻变成热。用一个更工程化的视角描述次级开路时次级感应出的电压大致是Voc ωMI₁其中 M 是互感、ω 是角频率。也就是说想传更多功率要么加大互感线圈靠近、加大、加磁片要么提高频率。前者受限于产品厚度和对位精度后者受限于开关损耗和器件能力——这套系统最后落在 514kHz就是在这两股力量之间找的一个平衡点。2.2 谐振补偿为什么必须让 LC 在 514kHz 上共振光有互感还不够。初级线圈是个大电感直接给它加方波电压电流会严重滞后于电压功率因数极低电源输出的视在功率远大于实际传递的有功功率。解决办法是在回路里串一个电容让它在工作频率上和线圈电感谐振。串联谐振时容抗和感抗互相抵消回路阻抗只剩下线圈的直流电阻 R 和负载折算过来的等效电阻。此时回路电流不再受感抗限制理论上等于 U/R。谐振回路的品质因数 Q ωL/R 决定了电流被放大的倍数也决定了回路里流动的无功电流有多大。拿这套系统的参数粗略估一下电感量 6.7μH 量级、频率 514kHz感抗 ωL 大约是二十几欧姆而实测线圈直流电阻是 5.8ΩQ 值在 34 之间。这个 Q 不算高意味着谐振带来的电压/电流增益有限但好处是对频率失谐不敏感——手工绕制的线圈电感量本来就散Q 太高反而容易翻车。次级回路做同样的补偿两端都谐振就进入了所谓磁耦合共振的范畴。这里有个容易被混淆的点近场磁感应和磁耦合共振并不是两种完全不同的物理机制后者是前者的一个特例——两端都是高 Q 谐振体靠近场的倏逝波耦合能量只在同频物体之间高效交换对频率失谐极其敏感。工程上的区别体现在取舍上纯感应式耦合带宽宽、容错高、距离短共振式距离能拉开一些但频率一飘、线圈一偏效率断崖式下跌。手机充电这种对位条件相对可控、距离要求只有几毫米的场景走感应式加补偿电容的路线是更稳的选择。提示补偿电容要选 CBB 薄膜电容或高频特性好的型号普通瓷片电容在几百 kHz、几安培的谐振电流下容量漂移明显温升上去之后谐振点直接跑掉这是很多样机刚上电正常、跑两分钟效率暴跌的真实原因。2.3 四条技术路线的分界与取舍把常见的几种无线电力传输方式放在一张表里能更直观地看出这套系统为什么走感应式路线。方式传输介质典型距离效率量级对位要求成本电磁感应磁场近场毫米到厘米高高低磁耦合共振磁场近场谐振厘米到分米中高中中电场耦合电场极板间毫米级高、发热低极高中微波谐振电磁波远场米级低低高电场耦合用两块金属极板代替线圈体积小、发热低但极板间距必须很窄而且高压极板的安规处理麻烦微波方式类似广播能量四散发射接收端只能捞到很小一部分对手机充电这种瓦级功率需求来说利用率太低。感应式方案的短板是距离和对位但恰好手机的放置姿势是被用户习惯约束住的——只要线圈位置设计得让用户放上去就基本对齐这个短板就被场景消化掉了。3. 发射链路514kHz 全桥逆变与自举驱动怎么配合发射端的任务很单一把直流电变成 514kHz 的交流加到发射线圈上。但从直流到高频交流这一步中间要跨过三个坎拓扑选型、驱动电平、时序配合。任何一个没处理好MOS 管不是不导通就是直通炸掉。3.1 频率、功率、拓扑三个参数是绑死的先看频率怎么定。谐振频率公式是f 1 / (2π√(L·C))反解出补偿电容C 1 / ((2πf)²·L)可以看到电容值和频率的平方成反比。假设目标频率从 514kHz 降到 100kHz同样的线圈电感下补偿电容要增大二十多倍从几千皮法变成零点几微法体积、耐压、谐振电流承受能力全都跟着变差。这是频率不能选太低的原因。频率也不能无限往上堆。开关损耗和频率成正比IRF6635 这类 MOSFET 的上升时间约 6ns、下降时间约 14ns、关断延迟约 28ns在 514kHz周期约 1.95μs下这些时间占比很小还有余量再往上走驱动能力和死区控制就开始吃紧了。功率定在 6W 量级对应 5V/1A 左右的充电规格开关管选 IRF6635漏极连续电流 5.7A、标称耐压 35V相对 12V 的母线电压有足够裕量。拓扑上半桥只需要两只管子但它输出到线圈的电压幅值只有母线电压的一半接收端全桥整流后再掉两个二极管压降剩下的电压不足以直接给电池充电必须再加一级升压——这会把设计复杂度推高一个台阶。所以这里选全桥四只管子分成两组对角导通负载两端得到的电压幅值等于母线电压一轮下来就能满足后级需求。全桥的工作过程可以这么记Q1 和 Q4 同时导通时电流从母线正极经 Q1、线圈、Q4 回到负极Q1/Q4 关断、Q2/Q3 导通时电流反向。两组交替线圈两端就得到一个正负对称的方波。关键在于同时两个字——同一桥臂的上下管绝对不能同时导通那是直接把母线短路。3.2 自举电容高端 MOS 的浮地电源从哪来全桥里最麻烦的不是低边管是高边管。低边管的源极接地栅极驱动电压相对地抬到 1015V 就能导通高边管的源极接在线圈一端随着开关动作在 0V 和母线电压之间来回跳它的栅极必须相对这个跳动的源极高出 10V 以上才能导通。也就是说高边驱动需要一个骑在开关节点上的浮动电源。IR2110 解决这个问题的办法是自举。芯片内部有一组浮动电源引脚 VB 和 VS外部在 VB 和 VS 之间接一个自举电容 Cboot再从电源 VCC 经一个快恢复二极管接到 VB。工作过程分两个阶段第一低边管导通时VS 被拉到地VCC 通过自举二极管给 Cboot 充电电容两端建立起接近 VCC 的电压。第二低边管关断、高边管准备导通时VS 被抬到母线电压由于电容两端电压不能突变VB 也跟着被抬到母线电压之上此时 Cboot 就充当了高边驱动的浮动电源。自举二极管在这一刻反偏防止高压倒灌回 VCC。这套机制有一个硬约束高边管不能长时间保持 100% 占空比。因为一旦高边一直导通低边就永不导通自举电容没有充电窗口电容上的电荷被高边栅极一点点消耗掉VB 电压慢慢跌落高边管最终会退化成半导通状态管耗急剧上升。常见的做法是把最大占空比限制在 90% 出头留出足够的充电时间自举电容的容量按高边管栅极电荷 Qg 估算一般取Cboot ≥ 2·Qg / (VCC - Vf - Vls)工程上 0.11μF 之间比较常见太小充不满太大则充电时间长、低边导通损耗增加。注意自举二极管必须用快恢复型普通整流二极管的反向恢复时间在几百纳秒量级在 514kHz 下还没等完全关断高边的反向电压就追上来了会出现从 VB 到 VCC 的瞬间倒灌电流表现为芯片发热、高边波形抖动。3.3 互补信号与死区4069 反相器撑起的时序驱动信号的来源是一条很朴素的链路温补晶振产生 514kHz 的稳定方波峰值只有 5V经一级放大后送进驱动芯片。这里有个细节值得停下来看晶振出来的方波要驱动全桥的两组桥臂需要一正一反两路信号互斥、不能重叠。做法是把放大后的信号一路直接送到第一片 IR2110 的逻辑输入另一路经过 CD4069 反相器取反后送到第二片。反相器在这里不只是取反它顺带提供了死区。CD4069 的传输延迟在几十纳秒量级信号经过它之后上升沿和下降沿都会比原信号晚一点这个延迟恰好让两组驱动信号在切换瞬间出现一小段全关断的窗口。IR2110 本身的开通延迟约 120ns、关断延迟约 94ns关断比开通快方向是对的但余量不算宽裕。在 514kHz 下半周期约 973ns几十纳秒的死区占比约 5%属于能用但需要验证的范围——实际调试时应该用示波器双通道同时看上下管的栅极波形确认交叠区不存在。我还想指出这条链路里一个容易被忽略的问题。前端放大环节如果用的是通用运放压摆率往往跟不上。514kHz 方波的半周期不到 1μs5V 摆幅要求压摆率至少在 5V/μs 以上而很多通用运放的压摆率只有 0.30.6V/μs差了一个数量级。结果就是本该是方波的信号被磨成了三角波边沿变得很缓送到驱动芯片后MOS 管在米勒平台区停留时间变长开关损耗显著上升。常见的实现思路是改用比较器开环放大比较器的翻转速度远快于运放代价是输出电平需要加上拉电阻匹配。这一处的器件选择直接决定了整机的温升。3.4 补偿电容与线圈的联合求解发射端的补偿电容和线圈是一对必须联合求解的参数不能分开定。步骤是这样的先根据机械尺寸定下线圈测出电感量再根据目标频率反算电容最后校核谐振电流和电容耐压。这套系统的线圈参数是内径 50mm、外径 100mm、18 匝单面板 1 盎司覆铜、线宽 20mil发射接收两个线圈间距 5mm。实测电感量在 6.7μH 量级原始文档里单位标注成 μF从物理量纲和后面的谐振计算看应当是 μH 级这个单位问题我在第 6 章会专门讲。把频率 514kHz 和电感量代入公式算出补偿电容在十几纳法量级原始设计取的是 4700pF实测取值和公式计算之间存在偏差原因通常是电感测量时的引线电感、线圈分布电容以及测量频率和实际工作频率不一致。谐振状态下流过电容的电流不是负载电流而是被 Q 值放大过的谐振电流。Q 取 34线圈里跑 700mA电容上承受的电流就可能到 2A 以上峰值电压也会被抬升。所以补偿电容的选型要看三个参数容量精度、额定电流、耐压缺一不可。电解电容在这里完全不能用极性接反或者高频下等效串联电阻发热都会直接炸。4. 接收链路从馒头波到 4.2V 的每一步损耗接收端要把线圈上感应出来的高频交流一步步变成能灌进锂电池的稳定直流。这条链路上每一级都在吃掉效率而手机端对体积的要求又不允许你堆料。理解每一级的取舍比记住电路图更有用。4.1 为什么整流管必须是肖特基线圈感应出来的交流频率是 514kHz电压不高可能只有几伏到十几伏。这个条件下整流器件的选择非常有限。普通硅二极管的反向恢复时间在微秒量级514kHz 的半周期不到 1μs意味着二极管还没从导通状态完全恢复反向电压就加上了形成瞬间的直通电流损耗急剧上升器件发热。肖特基二极管是多数载流子导器件几乎没有反向恢复过程开关速度快正向压降也低——SS14 这类管子正向压降在 0.5V 左右而普通硅管在 0.71V。在输出电压只有几伏的场景里这 0.20.5V 的差距就是几个百分点的效率。整流拓扑选全桥而不是半波。半波整流只利用半个周期输出纹波大、滤波困难而且能量利用率只有一半全桥虽然同一时刻有两只二极管串联导通压降翻倍到 1V 左右但两个半周都用上了综合下来更划算。这里有个账要算清楚假设整流后输出 6V串联两个二极管吃掉的 1V 就是约 17% 的损耗这个比例不算小。想再往上提效率就得换同步整流——用低导通电阻的 MOS 管代替二极管把压降降到几十毫伏代价是增加驱动电路和时序控制复杂度和成本都上去了。对于一个毕业设计级别的样机肖特基全桥是性价比最高的选择。4.2 π 型滤波与 LDO给单片机留一路干净电源全桥整流出来的不是平滑直流而是一串馒头波——每个半周期一个鼓包脉动很大。这种电源直接给充电电路用纹波会串进电池长期下来影响寿命给单片机用更不行ADC 采样会被纹波污染判决全乱。滤波用的是 π 型结构输入端一个电容、中间一个电感或者电阻、输出端再一个电容形状像希腊字母 π。前级电容先把脉动电压削平一部分中间的电感阻挡高频残余后级电容再兜底三级下来纹波能压到可接受范围。电容选钽电容而不是普通铝电解原因是钽电容的等效串联电阻小、自身电感小、贴片封装体积小在几百 kHz 的残余纹波下阻抗更低滤波效果更好而且接收板要贴在手机电池附近空间极其紧张体积是硬指标。单片机和充电管理芯片的供电电压不同需要再降一级。这里用的是 AMS1117-3.3 这类线性稳压器最大输出 800mA压差约 1.1V输入 5V 输出 3.3V 完全够用。选 LDO 而不是开关电源是因为开关电源本身就是一个噪声源在已经有 514kHz 强干扰的环境里再引入一路高频开关ADC 采样精度会更糟。线性稳压器的代价是效率多余的压差全变成热但在几百毫安的小电流下这个热是可以接受的。4.3 充电管理与电压检测AD 采样点选在哪锂电池充电不是加个电压就行标准流程是恒流恒压两阶段电池电压低时先恒流充电流控制在电池容量的 0.51C电压升到 4.2V 后转为恒压电流逐渐减小当电流降到设定值的十分之一左右判定为充满。这套逻辑由专门的充电管理芯片完成单片机不直接参与充电过程只负责看和报。看的方式是 AD 采样。采样点有两个选择一是直接采电池正极电压经电阻分压后送进 ADC二是采充电管理芯片的状态指示引脚读出高低电平。前者能拿到连续变化的电压值可以判断出正在充和快充满了的区别后者只能拿到离散的状态位信息量少但不受分压精度影响。这套系统选的是前者因为要让发射端决定什么时候断电必须知道电池是不是真的到了 4.2V而不是只看到一个充电完成的标志。分压电阻的取值有讲究。阻值太大会导致 ADC 输入阻抗不匹配采样值偏低阻值太小则会在待机时持续消耗电池电量手机放一晚上电量掉一截用户会认为这个充电器有问题。常见的做法是取几十千欧量级并在 ADC 输入端加一个小电容滤掉采样瞬间的毛刺。软件上单次采样不可信一般是连续采 8 次或 16 次去掉最大值最小值后取平均这一招在电源纹波大的场合几乎是标配。4.4 线圈几何内径、外径、匝数、间距的相互牵制线圈是整套系统里唯一没有现成芯片可买的部件参数全靠自己定而定下来的每一个尺寸都会反过来影响电路。内径 50mm、外径 100mm、18 匝这个尺寸对应的是当时主流智能手机的背板面积——线圈要贴在手机背面或者保护壳内侧不能超出机身轮廓。内径不能太小因为磁场在中心区域最均匀内径太小会让有效耦合面积缩水外径也不能太大否则边缘的匝数贡献的磁通有限却实实在在增加了铜损。铜损可以估算。18 匝、平均周长约 236mm总长约 4.24m1 盎司覆铜厚度 35μm线宽 20mil 约 0.5mm截面积约 0.018mm²铜的电阻率取 0.0172 Ω·mm²/m算下来直流电阻约 4Ω。实测 5.8Ω多出来的部分是焊点、引线和接触电阻。想降低电阻常见做法是双层并联或者在线圈上补锡加厚但这套系统出于成本考虑用的是单面线圈。还有个高频效应要校核514kHz 下铜的趋肤深度约 91μm而覆铜厚度只有 35μm小于两倍趋肤深度电流在厚度方向上分布还算均匀单面板不会因为趋肤效应被严重惩罚。如果频率再高一个数量级就必须考虑用多股绞线或者加厚铜箔了。两个线圈的间距定在 5mm中间隔着塑料外壳。间距每增加一点耦合系数就往下掉一截而且是指数式衰减但间距太小装配公差和外壳形变会导致两个线圈摩擦、刮伤绝缘层。5mm 是在装配可行性和耦合效率之间取的折中。另外一个常被低估的因素是横向偏移线圈错开四分之一直径耦合系数可能掉一半所以产品结构上通常要做凹槽或者磁吸定位让用户放上去就基本对齐。5. 红外闭环一块 8051 怎么知道电充满了前面所有的硬件本质上都在解决怎么把电送过去。而这个系统被称作智能充电靠的是另一条完全独立于能量通道的信息通道手机端判断自己的电池状态用红外把结论发回发射端发射端据此决定继电器的通断。5.1 状态判决AD 值 → 充电阶段 → 一个字节的指令接收端的单片机循环做三件事采样电池电压、判断当前处于哪个阶段、把结果编码成指令。阶段划分不需要很细三档就够用无负载线圈上没检测到有效电压或者电池未接入、充电中电压在上升但没到满电阈值、已充满电压达到 4.2V 并维持一段时间。加一个时间维度的确认很有必要——单次采样到 4.2V 就断电报充满可能是负载突变或者干扰导致的误判连续若干次采样都超过阈值再确认稳定性会好很多。指令本身只需要几个字节一个引导码、一个地址码防止附近其他红外遥控器误触发、一个数据码、一个数据反码用于校验。地址码这一层在实验室里看着多余放到有电视遥控器、空调遥控器的真实环境里就是救命的设计——没有地址过滤隔壁遥控器按一下你的充电器就断电了。5.2 红外时序38kHz 载波与脉宽编码的底层红外接收头不是一个简单的光敏二极管它内部集成了带通滤波器和解调电路只对 38kHz 附近的调制信号有响应输出端给出的是已经解调好的基带波形。这么做的好处是环境光、白炽灯、太阳光这些直流或低频干扰被硬件直接滤掉了。发射端要做的是把逻辑上的 0 和 1 变成有载波和无载波的时间组合。这类遥控器普遍采用的编码方式是先发一个 9ms 的载波脉冲作为引导码再发 4.5ms 的空闲然后开始传 32 位数据。每一位由一段 0.56ms 的载波脉冲加上一段间隔组成间隔 0.56ms 表示 0间隔 1.69ms 表示 1。接收头解调后输出的是反相的基带信号单片机只需要测量每个低电平的持续时间就能还原出 0 和 1。这个测量脉宽的过程对定时精度有要求。514kHz 的逆变器就在旁边工作开关噪声很容易耦合到红外接收头的电源和输出脚上表现为边沿抖动、脉宽测量偏差。软件上一般不会只测一次而是引导码确认、32 位收齐、地址码比对、数据码与反码校验四道关卡都过了才认为收到一帧有效指令物理上则是在接收头的电源脚就近加去耦电容走线尽量远离线圈和功率回路。5.3 软件实现主循环、外部中断与发送时序接收端的发送逻辑相对简单核心是把电池状态映射成指令再按上面的时序把载波打出去。下面这段是发送部分的骨架用定时器产生 38kHz 载波用延时控制脉宽/* 接收端红外指令发送骨架8051 内核定时器0 产生 38kHz 载波 */ #define CARRIER_HALF 13 /* 12MHz 晶振13us 半周期 ≈ 38.5kHz */ #define BIT_MARK 560 /* 每位起始的载波时长单位 us */ #define ZERO_SPACE 560 /* 逻辑 0 的空闲时长 */ #define ONE_SPACE 1690 /* 逻辑 1 的空闲时长 */ void ir_send_byte(unsigned char dat) { unsigned char i; for (i 0; i 8; i) { carrier_burst(BIT_MARK); /* 先发 0.56ms 载波作为位起始 */ if (dat 0x01) delay_us(ONE_SPACE); /* 位 1长空闲 */ else delay_us(ZERO_SPACE); /* 位 0短空闲 */ dat 1; /* NEC 协议低位先发 */ } } void ir_send_frame(unsigned char addr, unsigned char cmd) { carrier_burst(9000); delay_us(4500); /* 9ms 引导 4.5ms 空闲 */ ir_send_byte(addr); /* 地址码用于过滤邻近遥控器 */ ir_send_byte(~addr); /* 地址反码硬件级校验 */ ir_send_byte(cmd); /* 数据码0充电中1已充满 */ ir_send_byte(~cmd); /* 数据反码 */ carrier_burst(BIT_MARK); /* 结束位 */ }carrier_burst()内部打开定时器让 IO 口以 38.5kHz 翻转指定微秒数后关闭delay_us()用空循环实现精度受中断影响所以发送期间要关掉其他中断。参数上最关键的是CARRIER_HALF它决定了载波频率是否落在接收头带通滤波器的中心——偏太多接收头的输出幅度会明显下降通信距离缩短。12MHz 晶振下 13μs 半周期对应 38.46kHz与常见的 38kHz 接收头匹配良好。发射端则是反向过程红外接收头的输出接单片机的外部中断 0配置成下降沿触发。每来一个下降沿中断服务程序记录定时器当前值和上一次记录值相减得到刚刚那个低电平的宽度再查表判断是引导码、逻辑 0 还是逻辑 1。收齐 32 位后置一个标志位主循环检测到标志位再做校验和动作。/* 发射端外部中断0 测量脉宽还原位数据 */ void ext0_isr(void) interrupt 0 { unsigned int now read_timer0(); /* 读当前计数值 */ unsigned int width now - last_edge; /* 与上次边沿的时间差 */ last_edge now; if (width 8000) { /* 8ms 以上判定为引导码 */ bit_cnt 0; data_acc 0; return; } if (bit_cnt 32) return; /* 超出 32 位丢弃 */ data_acc 1; if (width 1000) /* 1.12ms 以上判为逻辑 1 */ data_acc | 0x8000; bit_cnt; if (bit_cnt 32) frame_ready 1; /* 一帧收齐交给主循环处理 */ }这里把判决阈值放在 1000μs是取 0.56ms 和 1.69ms 的中点略偏上的位置容忍 ±30% 的脉宽抖动。定时器要配置成不自动重载的连续计数模式否则每次溢出都会把差值算错这个坑我在第 6 章会展开。主循环的逻辑就简单了检测到frame_ready校验地址码和反码通过则取出命令字节命令是已充满就拉低继电器控制脚切断发射线圈的直流供电命令是充电中则保持继电器吸合。发射端单片机在这一过程中不参与任何能量控制只做一个开关决策者。5.4 继电器放在发射端是一个安全选择继电器为什么放发射端而不是接收端从功能上看两边都能切断充电但含义完全不同。放在接收端断的是已经送到手机上的电发射端还在满功率振荡线圈还在发热只是能量没人接收。空载状态下的串联谐振回路阻抗极低电流只受线圈电阻限制可能比带载时还大长时间运行线圈温度会升得很高。放在发射端断的是能量源头继电器一松逆变电路直接失电线圈上什么都没有整机进入真正的待机状态。另外一个现实原因是功耗。接收端如果要用继电器切断电池供电路径继电器线圈本身就要耗电而它恰恰是在电池已经充满、需要省电的时候工作逻辑上很别扭。发射端由市电供电多一路继电器线圈的功耗无所谓。继电器本身也有代价机械触点寿命有限、动作时有声音、体积大。用 MOS 管做固态开关更安静、更快但需要额外的驱动和隔离。这套系统选择继电器看中的是它的彻底性——物理断开没有漏电流也没有关不断的风险。6. 避坑与排查这套系统最容易翻车的五个地方硬件调试和软件调试最大的区别是软件出错有报错信息硬件出错只有一个现象——不工作或者发热。下面这五条是这类系统调试时最常撞上的。6.1 高边波形塌了自举电容没有充电窗口现象低边管的栅极波形干净漂亮高边管的栅极波形一开始正常几百毫秒后幅度逐渐下降最后变成一条贴着源极电位的直线同时高边管温度快速上升。原因高边驱动依赖自举电容在低边导通期间充电。如果程序里给的占空比接近 100%低边管几乎没有导通时间自举电容只出不进电压被高边栅极电荷一点点抽干最终不足以维持导通。另一种可能是自举二极管选错用了慢恢复的整流管在高频下反向漏电电容充不满。解决把最大占空比限制在 90% 左右确保每个周期都有充电窗口自举二极管换成快恢复型用示波器同时看 VB 和 VS 两点的电压差正常应该在 10V 以上且平稳如果看到锯齿状的缓慢下降就是充电不足的典型特征。6.2 驱动波形变成三角波运放摆率和频率不匹配现象晶振输出端测到的是规整方波经过放大级之后边沿变得很缓波形顶部还被削平MOS 管在开关瞬间发热明显效率比预期低一截。原因放大级用的运放压摆率不够。514kHz 方波的半周期不到 1μs要在这么短的时间内完成 5V 的电压跳变压摆率至少要 5V/μs通用运放的压摆率往往只有 0.30.6V/μs输出跟不上输入的变化方波就被磨成了三角波。MOS 管在米勒平台区停留的时间因此变长这段时间里管子同时承受高电压和大电流损耗全部变成热。解决换用比较器做开环放大比较器的翻转速度在纳秒量级边沿陡峭或者选用高压摆率的专用驱动芯片。换完之后重新测一次栅极波形上升沿应该在几十纳秒内完成。6.3 电感量测出来差一个数量级单位和谐振点现象按实测电感量代入公式算出的补偿电容装上去之后谐振点完全不对线圈电流远小于预期或者大得离谱导致管子过流保护。原因电感量的单位被弄混了。6.7μH 和 6.7mH 差了三个数量级代入C 1/((2πf)²L)之后算出的电容值也差三个数量级。另一层原因是测量条件用电桥在 1kHz 下测的电感量和 514kHz 下的实际等效电感并不完全相同线圈的分布电容、邻近效应都会让高频下的等效值偏移。解决测量时把频率设到接近工作频率测量前把线圈按实际装配位置固定好线圈之间的距离、背后有没有金属或磁片都会显著改变电感量算完电容后不要一次焊死先用可调电容或者多个电容并联试出谐振点再用固定电容替换。6.4 没放手机也发烫空载谐振电流失控现象板子通电上面什么都没放几分钟后发射线圈和开关管明显发热输入电流比带载时还大。原因串联谐振回路在谐振频率上的阻抗极低只有线圈的直流电阻。没有接收端吸收能量时这部分电流全部消耗在线圈电阻和开关管导通电阻上Q 值越高空载电流越大。这也是无线充电器必须有负载检测的根本原因——不是为了省电是为了不让它自己烧自己。解决加负载检测机制。这套系统用的是红外闭环接收端检测到有效电压后才发充电中指令发射端收到指令才闭合继电器超过设定时间没收到指令自动断开。另一种思路是在发射端检测输入电流或者线圈电压的相位变化空载和带载时谐振点会偏移相位差能反映出来。后一种不需要额外的通信通道但检测电路的设计难度更高。6.5 继电器乱跳红外在开关噪声里误码现象充电过程中继电器时不时啪地断开又吸合手机充电断断续续把手机拿远一点或者用手挡住红外接收头现象反而消失。原因514kHz 的逆变回路是一个强干扰源开关瞬间的 dv/dt 和 di/dt 会通过空间耦合和电源线传导到红外接收头上。接收头内部的带通滤波器只对 38kHz 附近有效但强干扰会让输出端产生毛刺单片机误判成有效边沿如果程序没有做完整的帧校验一两个毛刺就能凑出一帧假数据。解决软件上做三重确认——引导码时间窗口校验、地址码比对、数据码与反码异或检查三者全过才执行动作同时要求连续两帧内容一致才响应单帧丢弃。硬件上把红外接收头的电源脚就近加 0.1μF 去耦电容输出脚加 RC 低通接收头的位置尽量远离线圈和功率回路必要时加一小片铝箔或者磁屏蔽罩。7. 设计取舍这套土办法为什么反而能跑通并值得细看把整套系统从头到尾捋一遍会发现它几乎没有用什么先进器件8051 内核的单片机、IR2110 这种二十多年前的驱动芯片、CD4069 反相器、红外遥控的成熟编码、机械继电器。单看每一项都平平无奇但组合起来它把无线充电最难的几件事都解决了而且是可解释、可测量、可复现的解决。这里有几处明显的取舍值得停下来想。第一处是通信方式。用红外传状态速率低、方向单一、怕遮挡看起来远不如现在的负载调制优雅。但负载调制需要在接收端做阻抗切换通过反射阻抗的变化把信息顶回发射端检测电路的信噪比要求很高红外方案把信息通道和能量通道彻底解耦调试时你可以单独用一个遥控器验证发射端逻辑是否正确这种可分离性在样机阶段极其宝贵。第二处是功率控制手段。继电器笨重、有寿命限制、动作有延迟但它断得彻底不存在关不断的隐患。用 MOS 管做固态开关响应更快、更安静可在几百 kHz 的强干扰环境下驱动电路的抗扰设计又是一轮新的坑。样机阶段选一个虽然土但一定管用的方案把不确定性留给更值得投入的地方这是一种很务实的工程判断。第三处是频率和控制精度的匹配。514kHz 不算高线圈 Q 值只有 34谐振峰很宽这意味着线圈绕得不太规整、电容选得不太精确系统仍然能工作。如果追求更高的传输距离把频率提上去、Q 值拉高效率曲线会变得非常陡峭任何一点参数漂移都会让系统掉出谐振点。工程上有一句话能容忍误差的设计才是好设计。如果想验证这套系统是不是真的按你想的方式工作有几个测试点值得固定下来本文还有配套的精品资源点击获取 从电磁感应到红外闭环：单片机无线充电系统设计
简介围绕单片机控制的手机无线充电系统展开的毕业设计文档面向电子信息、自动化及相关专业学生与嵌入式初学者可用于课程设计、毕业设计选题参考和无线供电方案入门。压缩包内仅含1个doc文件约1.19MB文件类型为Word文档主体为完整毕业设计论文稿涵盖中英文摘要、引言、无线电力传输原理、系统硬件设计、原理图与软件设计等章节并附发射与接收线圈原理图、AD程序、红外发送程序设计等附录便于对照理解电磁感应、电磁耦合共振、逆变电路、整流滤波、电压检测及红外数据传输等关键环节。已有105人学习适合需要梳理系统框架、硬件电路与单片机软件流程的读者参考也可作为答辩准备和方案查漏补缺的文档。1. 把手机往板子上一放就开始充电这套单片机无线充电系统里最难的部分不是线圈把手机往板子上一放就开始充电拆开外壳你会发现里面既没有变压器铁芯也没有任何机械触点只有两片铜箔线圈隔着一层塑料对望。很多人第一次做无线充电方案注意力全放在怎么把能量隔空送过去上线圈匝数、谐振电容、逆变频率算了一遍又一遍真正让样机跑不起来的往往不是传能效率而是那条从手机端绕回发射端的反向信息通道——没有它发射端根本不知道对面有没有手机、电池满没满线圈只能一直盲目振荡。这套基于单片机、靠电磁感应传能、用红外把充电状态回传、再由继电器决定通断的无线充电系统值得研究的原因在它把供电这件事从开环变成了闭环。今天你手边的无线充电产品内部同样有这一层控制逻辑只不过红外换成了负载调制继电器换成了 PWM 控制器。理解了这条闭环怎么搭起来再看任何一套无线充电方案你看到的就不再是两块板子加一个线圈而是一个能被拆开、被验证、也能被踩坑的完整系统。2. 传能原理电磁感应和磁耦合共振差的不只是一个电容无线充电经常被讲成两个线圈靠近就能输电这句话不算错但省略了最关键的一层靠近只是让它能工作谐振才让它能用。这两件事在物理上是分开的混在一起讲后面所有的电路参数都会跟着糊涂。2.1 把变压器剖开近场磁感应到底在传什么先从最朴素的模型开始。闭合导体回路的磁通量发生变化时回路里会出现感应电动势大小正比于磁通对时间的变化率取负ε -dΦ/dt这就是整套系统的物理底座。传统变压器把这个过程做到了极致初级次级共用一个高磁导率的闭合铁芯磁路几乎不漏耦合系数可以到 0.95 以上互感大、漏感小所以效率高、温升低。而无线充电做的事本质上就是把这只变压器从中间剖开——铁芯拿掉气隙换成几毫米的空气加一层塑料外壳。这一步剖开性质就变了。空气的磁导率只有铁芯的千分之一量级磁力线大量发散到周围空间耦合系数掉到 0.20.5漏感迅速上升。漏感带来的直接后果是初级线圈上加了电压很大一部分电流消耗在建立漏磁场上没有参与能量传递。这个电流就是励磁电流它不做有用功却实实在在流过开关管和线圈电阻变成热。用一个更工程化的视角描述次级开路时次级感应出的电压大致是Voc ωMI₁其中 M 是互感、ω 是角频率。也就是说想传更多功率要么加大互感线圈靠近、加大、加磁片要么提高频率。前者受限于产品厚度和对位精度后者受限于开关损耗和器件能力——这套系统最后落在 514kHz就是在这两股力量之间找的一个平衡点。2.2 谐振补偿为什么必须让 LC 在 514kHz 上共振光有互感还不够。初级线圈是个大电感直接给它加方波电压电流会严重滞后于电压功率因数极低电源输出的视在功率远大于实际传递的有功功率。解决办法是在回路里串一个电容让它在工作频率上和线圈电感谐振。串联谐振时容抗和感抗互相抵消回路阻抗只剩下线圈的直流电阻 R 和负载折算过来的等效电阻。此时回路电流不再受感抗限制理论上等于 U/R。谐振回路的品质因数 Q ωL/R 决定了电流被放大的倍数也决定了回路里流动的无功电流有多大。拿这套系统的参数粗略估一下电感量 6.7μH 量级、频率 514kHz感抗 ωL 大约是二十几欧姆而实测线圈直流电阻是 5.8ΩQ 值在 34 之间。这个 Q 不算高意味着谐振带来的电压/电流增益有限但好处是对频率失谐不敏感——手工绕制的线圈电感量本来就散Q 太高反而容易翻车。次级回路做同样的补偿两端都谐振就进入了所谓磁耦合共振的范畴。这里有个容易被混淆的点近场磁感应和磁耦合共振并不是两种完全不同的物理机制后者是前者的一个特例——两端都是高 Q 谐振体靠近场的倏逝波耦合能量只在同频物体之间高效交换对频率失谐极其敏感。工程上的区别体现在取舍上纯感应式耦合带宽宽、容错高、距离短共振式距离能拉开一些但频率一飘、线圈一偏效率断崖式下跌。手机充电这种对位条件相对可控、距离要求只有几毫米的场景走感应式加补偿电容的路线是更稳的选择。提示补偿电容要选 CBB 薄膜电容或高频特性好的型号普通瓷片电容在几百 kHz、几安培的谐振电流下容量漂移明显温升上去之后谐振点直接跑掉这是很多样机刚上电正常、跑两分钟效率暴跌的真实原因。2.3 四条技术路线的分界与取舍把常见的几种无线电力传输方式放在一张表里能更直观地看出这套系统为什么走感应式路线。方式传输介质典型距离效率量级对位要求成本电磁感应磁场近场毫米到厘米高高低磁耦合共振磁场近场谐振厘米到分米中高中中电场耦合电场极板间毫米级高、发热低极高中微波谐振电磁波远场米级低低高电场耦合用两块金属极板代替线圈体积小、发热低但极板间距必须很窄而且高压极板的安规处理麻烦微波方式类似广播能量四散发射接收端只能捞到很小一部分对手机充电这种瓦级功率需求来说利用率太低。感应式方案的短板是距离和对位但恰好手机的放置姿势是被用户习惯约束住的——只要线圈位置设计得让用户放上去就基本对齐这个短板就被场景消化掉了。3. 发射链路514kHz 全桥逆变与自举驱动怎么配合发射端的任务很单一把直流电变成 514kHz 的交流加到发射线圈上。但从直流到高频交流这一步中间要跨过三个坎拓扑选型、驱动电平、时序配合。任何一个没处理好MOS 管不是不导通就是直通炸掉。3.1 频率、功率、拓扑三个参数是绑死的先看频率怎么定。谐振频率公式是f 1 / (2π√(L·C))反解出补偿电容C 1 / ((2πf)²·L)可以看到电容值和频率的平方成反比。假设目标频率从 514kHz 降到 100kHz同样的线圈电感下补偿电容要增大二十多倍从几千皮法变成零点几微法体积、耐压、谐振电流承受能力全都跟着变差。这是频率不能选太低的原因。频率也不能无限往上堆。开关损耗和频率成正比IRF6635 这类 MOSFET 的上升时间约 6ns、下降时间约 14ns、关断延迟约 28ns在 514kHz周期约 1.95μs下这些时间占比很小还有余量再往上走驱动能力和死区控制就开始吃紧了。功率定在 6W 量级对应 5V/1A 左右的充电规格开关管选 IRF6635漏极连续电流 5.7A、标称耐压 35V相对 12V 的母线电压有足够裕量。拓扑上半桥只需要两只管子但它输出到线圈的电压幅值只有母线电压的一半接收端全桥整流后再掉两个二极管压降剩下的电压不足以直接给电池充电必须再加一级升压——这会把设计复杂度推高一个台阶。所以这里选全桥四只管子分成两组对角导通负载两端得到的电压幅值等于母线电压一轮下来就能满足后级需求。全桥的工作过程可以这么记Q1 和 Q4 同时导通时电流从母线正极经 Q1、线圈、Q4 回到负极Q1/Q4 关断、Q2/Q3 导通时电流反向。两组交替线圈两端就得到一个正负对称的方波。关键在于同时两个字——同一桥臂的上下管绝对不能同时导通那是直接把母线短路。3.2 自举电容高端 MOS 的浮地电源从哪来全桥里最麻烦的不是低边管是高边管。低边管的源极接地栅极驱动电压相对地抬到 1015V 就能导通高边管的源极接在线圈一端随着开关动作在 0V 和母线电压之间来回跳它的栅极必须相对这个跳动的源极高出 10V 以上才能导通。也就是说高边驱动需要一个骑在开关节点上的浮动电源。IR2110 解决这个问题的办法是自举。芯片内部有一组浮动电源引脚 VB 和 VS外部在 VB 和 VS 之间接一个自举电容 Cboot再从电源 VCC 经一个快恢复二极管接到 VB。工作过程分两个阶段第一低边管导通时VS 被拉到地VCC 通过自举二极管给 Cboot 充电电容两端建立起接近 VCC 的电压。第二低边管关断、高边管准备导通时VS 被抬到母线电压由于电容两端电压不能突变VB 也跟着被抬到母线电压之上此时 Cboot 就充当了高边驱动的浮动电源。自举二极管在这一刻反偏防止高压倒灌回 VCC。这套机制有一个硬约束高边管不能长时间保持 100% 占空比。因为一旦高边一直导通低边就永不导通自举电容没有充电窗口电容上的电荷被高边栅极一点点消耗掉VB 电压慢慢跌落高边管最终会退化成半导通状态管耗急剧上升。常见的做法是把最大占空比限制在 90% 出头留出足够的充电时间自举电容的容量按高边管栅极电荷 Qg 估算一般取Cboot ≥ 2·Qg / (VCC - Vf - Vls)工程上 0.11μF 之间比较常见太小充不满太大则充电时间长、低边导通损耗增加。注意自举二极管必须用快恢复型普通整流二极管的反向恢复时间在几百纳秒量级在 514kHz 下还没等完全关断高边的反向电压就追上来了会出现从 VB 到 VCC 的瞬间倒灌电流表现为芯片发热、高边波形抖动。3.3 互补信号与死区4069 反相器撑起的时序驱动信号的来源是一条很朴素的链路温补晶振产生 514kHz 的稳定方波峰值只有 5V经一级放大后送进驱动芯片。这里有个细节值得停下来看晶振出来的方波要驱动全桥的两组桥臂需要一正一反两路信号互斥、不能重叠。做法是把放大后的信号一路直接送到第一片 IR2110 的逻辑输入另一路经过 CD4069 反相器取反后送到第二片。反相器在这里不只是取反它顺带提供了死区。CD4069 的传输延迟在几十纳秒量级信号经过它之后上升沿和下降沿都会比原信号晚一点这个延迟恰好让两组驱动信号在切换瞬间出现一小段全关断的窗口。IR2110 本身的开通延迟约 120ns、关断延迟约 94ns关断比开通快方向是对的但余量不算宽裕。在 514kHz 下半周期约 973ns几十纳秒的死区占比约 5%属于能用但需要验证的范围——实际调试时应该用示波器双通道同时看上下管的栅极波形确认交叠区不存在。我还想指出这条链路里一个容易被忽略的问题。前端放大环节如果用的是通用运放压摆率往往跟不上。514kHz 方波的半周期不到 1μs5V 摆幅要求压摆率至少在 5V/μs 以上而很多通用运放的压摆率只有 0.30.6V/μs差了一个数量级。结果就是本该是方波的信号被磨成了三角波边沿变得很缓送到驱动芯片后MOS 管在米勒平台区停留时间变长开关损耗显著上升。常见的实现思路是改用比较器开环放大比较器的翻转速度远快于运放代价是输出电平需要加上拉电阻匹配。这一处的器件选择直接决定了整机的温升。3.4 补偿电容与线圈的联合求解发射端的补偿电容和线圈是一对必须联合求解的参数不能分开定。步骤是这样的先根据机械尺寸定下线圈测出电感量再根据目标频率反算电容最后校核谐振电流和电容耐压。这套系统的线圈参数是内径 50mm、外径 100mm、18 匝单面板 1 盎司覆铜、线宽 20mil发射接收两个线圈间距 5mm。实测电感量在 6.7μH 量级原始文档里单位标注成 μF从物理量纲和后面的谐振计算看应当是 μH 级这个单位问题我在第 6 章会专门讲。把频率 514kHz 和电感量代入公式算出补偿电容在十几纳法量级原始设计取的是 4700pF实测取值和公式计算之间存在偏差原因通常是电感测量时的引线电感、线圈分布电容以及测量频率和实际工作频率不一致。谐振状态下流过电容的电流不是负载电流而是被 Q 值放大过的谐振电流。Q 取 34线圈里跑 700mA电容上承受的电流就可能到 2A 以上峰值电压也会被抬升。所以补偿电容的选型要看三个参数容量精度、额定电流、耐压缺一不可。电解电容在这里完全不能用极性接反或者高频下等效串联电阻发热都会直接炸。4. 接收链路从馒头波到 4.2V 的每一步损耗接收端要把线圈上感应出来的高频交流一步步变成能灌进锂电池的稳定直流。这条链路上每一级都在吃掉效率而手机端对体积的要求又不允许你堆料。理解每一级的取舍比记住电路图更有用。4.1 为什么整流管必须是肖特基线圈感应出来的交流频率是 514kHz电压不高可能只有几伏到十几伏。这个条件下整流器件的选择非常有限。普通硅二极管的反向恢复时间在微秒量级514kHz 的半周期不到 1μs意味着二极管还没从导通状态完全恢复反向电压就加上了形成瞬间的直通电流损耗急剧上升器件发热。肖特基二极管是多数载流子导器件几乎没有反向恢复过程开关速度快正向压降也低——SS14 这类管子正向压降在 0.5V 左右而普通硅管在 0.71V。在输出电压只有几伏的场景里这 0.20.5V 的差距就是几个百分点的效率。整流拓扑选全桥而不是半波。半波整流只利用半个周期输出纹波大、滤波困难而且能量利用率只有一半全桥虽然同一时刻有两只二极管串联导通压降翻倍到 1V 左右但两个半周都用上了综合下来更划算。这里有个账要算清楚假设整流后输出 6V串联两个二极管吃掉的 1V 就是约 17% 的损耗这个比例不算小。想再往上提效率就得换同步整流——用低导通电阻的 MOS 管代替二极管把压降降到几十毫伏代价是增加驱动电路和时序控制复杂度和成本都上去了。对于一个毕业设计级别的样机肖特基全桥是性价比最高的选择。4.2 π 型滤波与 LDO给单片机留一路干净电源全桥整流出来的不是平滑直流而是一串馒头波——每个半周期一个鼓包脉动很大。这种电源直接给充电电路用纹波会串进电池长期下来影响寿命给单片机用更不行ADC 采样会被纹波污染判决全乱。滤波用的是 π 型结构输入端一个电容、中间一个电感或者电阻、输出端再一个电容形状像希腊字母 π。前级电容先把脉动电压削平一部分中间的电感阻挡高频残余后级电容再兜底三级下来纹波能压到可接受范围。电容选钽电容而不是普通铝电解原因是钽电容的等效串联电阻小、自身电感小、贴片封装体积小在几百 kHz 的残余纹波下阻抗更低滤波效果更好而且接收板要贴在手机电池附近空间极其紧张体积是硬指标。单片机和充电管理芯片的供电电压不同需要再降一级。这里用的是 AMS1117-3.3 这类线性稳压器最大输出 800mA压差约 1.1V输入 5V 输出 3.3V 完全够用。选 LDO 而不是开关电源是因为开关电源本身就是一个噪声源在已经有 514kHz 强干扰的环境里再引入一路高频开关ADC 采样精度会更糟。线性稳压器的代价是效率多余的压差全变成热但在几百毫安的小电流下这个热是可以接受的。4.3 充电管理与电压检测AD 采样点选在哪锂电池充电不是加个电压就行标准流程是恒流恒压两阶段电池电压低时先恒流充电流控制在电池容量的 0.51C电压升到 4.2V 后转为恒压电流逐渐减小当电流降到设定值的十分之一左右判定为充满。这套逻辑由专门的充电管理芯片完成单片机不直接参与充电过程只负责看和报。看的方式是 AD 采样。采样点有两个选择一是直接采电池正极电压经电阻分压后送进 ADC二是采充电管理芯片的状态指示引脚读出高低电平。前者能拿到连续变化的电压值可以判断出正在充和快充满了的区别后者只能拿到离散的状态位信息量少但不受分压精度影响。这套系统选的是前者因为要让发射端决定什么时候断电必须知道电池是不是真的到了 4.2V而不是只看到一个充电完成的标志。分压电阻的取值有讲究。阻值太大会导致 ADC 输入阻抗不匹配采样值偏低阻值太小则会在待机时持续消耗电池电量手机放一晚上电量掉一截用户会认为这个充电器有问题。常见的做法是取几十千欧量级并在 ADC 输入端加一个小电容滤掉采样瞬间的毛刺。软件上单次采样不可信一般是连续采 8 次或 16 次去掉最大值最小值后取平均这一招在电源纹波大的场合几乎是标配。4.4 线圈几何内径、外径、匝数、间距的相互牵制线圈是整套系统里唯一没有现成芯片可买的部件参数全靠自己定而定下来的每一个尺寸都会反过来影响电路。内径 50mm、外径 100mm、18 匝这个尺寸对应的是当时主流智能手机的背板面积——线圈要贴在手机背面或者保护壳内侧不能超出机身轮廓。内径不能太小因为磁场在中心区域最均匀内径太小会让有效耦合面积缩水外径也不能太大否则边缘的匝数贡献的磁通有限却实实在在增加了铜损。铜损可以估算。18 匝、平均周长约 236mm总长约 4.24m1 盎司覆铜厚度 35μm线宽 20mil 约 0.5mm截面积约 0.018mm²铜的电阻率取 0.0172 Ω·mm²/m算下来直流电阻约 4Ω。实测 5.8Ω多出来的部分是焊点、引线和接触电阻。想降低电阻常见做法是双层并联或者在线圈上补锡加厚但这套系统出于成本考虑用的是单面线圈。还有个高频效应要校核514kHz 下铜的趋肤深度约 91μm而覆铜厚度只有 35μm小于两倍趋肤深度电流在厚度方向上分布还算均匀单面板不会因为趋肤效应被严重惩罚。如果频率再高一个数量级就必须考虑用多股绞线或者加厚铜箔了。两个线圈的间距定在 5mm中间隔着塑料外壳。间距每增加一点耦合系数就往下掉一截而且是指数式衰减但间距太小装配公差和外壳形变会导致两个线圈摩擦、刮伤绝缘层。5mm 是在装配可行性和耦合效率之间取的折中。另外一个常被低估的因素是横向偏移线圈错开四分之一直径耦合系数可能掉一半所以产品结构上通常要做凹槽或者磁吸定位让用户放上去就基本对齐。5. 红外闭环一块 8051 怎么知道电充满了前面所有的硬件本质上都在解决怎么把电送过去。而这个系统被称作智能充电靠的是另一条完全独立于能量通道的信息通道手机端判断自己的电池状态用红外把结论发回发射端发射端据此决定继电器的通断。5.1 状态判决AD 值 → 充电阶段 → 一个字节的指令接收端的单片机循环做三件事采样电池电压、判断当前处于哪个阶段、把结果编码成指令。阶段划分不需要很细三档就够用无负载线圈上没检测到有效电压或者电池未接入、充电中电压在上升但没到满电阈值、已充满电压达到 4.2V 并维持一段时间。加一个时间维度的确认很有必要——单次采样到 4.2V 就断电报充满可能是负载突变或者干扰导致的误判连续若干次采样都超过阈值再确认稳定性会好很多。指令本身只需要几个字节一个引导码、一个地址码防止附近其他红外遥控器误触发、一个数据码、一个数据反码用于校验。地址码这一层在实验室里看着多余放到有电视遥控器、空调遥控器的真实环境里就是救命的设计——没有地址过滤隔壁遥控器按一下你的充电器就断电了。5.2 红外时序38kHz 载波与脉宽编码的底层红外接收头不是一个简单的光敏二极管它内部集成了带通滤波器和解调电路只对 38kHz 附近的调制信号有响应输出端给出的是已经解调好的基带波形。这么做的好处是环境光、白炽灯、太阳光这些直流或低频干扰被硬件直接滤掉了。发射端要做的是把逻辑上的 0 和 1 变成有载波和无载波的时间组合。这类遥控器普遍采用的编码方式是先发一个 9ms 的载波脉冲作为引导码再发 4.5ms 的空闲然后开始传 32 位数据。每一位由一段 0.56ms 的载波脉冲加上一段间隔组成间隔 0.56ms 表示 0间隔 1.69ms 表示 1。接收头解调后输出的是反相的基带信号单片机只需要测量每个低电平的持续时间就能还原出 0 和 1。这个测量脉宽的过程对定时精度有要求。514kHz 的逆变器就在旁边工作开关噪声很容易耦合到红外接收头的电源和输出脚上表现为边沿抖动、脉宽测量偏差。软件上一般不会只测一次而是引导码确认、32 位收齐、地址码比对、数据码与反码校验四道关卡都过了才认为收到一帧有效指令物理上则是在接收头的电源脚就近加去耦电容走线尽量远离线圈和功率回路。5.3 软件实现主循环、外部中断与发送时序接收端的发送逻辑相对简单核心是把电池状态映射成指令再按上面的时序把载波打出去。下面这段是发送部分的骨架用定时器产生 38kHz 载波用延时控制脉宽/* 接收端红外指令发送骨架8051 内核定时器0 产生 38kHz 载波 */ #define CARRIER_HALF 13 /* 12MHz 晶振13us 半周期 ≈ 38.5kHz */ #define BIT_MARK 560 /* 每位起始的载波时长单位 us */ #define ZERO_SPACE 560 /* 逻辑 0 的空闲时长 */ #define ONE_SPACE 1690 /* 逻辑 1 的空闲时长 */ void ir_send_byte(unsigned char dat) { unsigned char i; for (i 0; i 8; i) { carrier_burst(BIT_MARK); /* 先发 0.56ms 载波作为位起始 */ if (dat 0x01) delay_us(ONE_SPACE); /* 位 1长空闲 */ else delay_us(ZERO_SPACE); /* 位 0短空闲 */ dat 1; /* NEC 协议低位先发 */ } } void ir_send_frame(unsigned char addr, unsigned char cmd) { carrier_burst(9000); delay_us(4500); /* 9ms 引导 4.5ms 空闲 */ ir_send_byte(addr); /* 地址码用于过滤邻近遥控器 */ ir_send_byte(~addr); /* 地址反码硬件级校验 */ ir_send_byte(cmd); /* 数据码0充电中1已充满 */ ir_send_byte(~cmd); /* 数据反码 */ carrier_burst(BIT_MARK); /* 结束位 */ }carrier_burst()内部打开定时器让 IO 口以 38.5kHz 翻转指定微秒数后关闭delay_us()用空循环实现精度受中断影响所以发送期间要关掉其他中断。参数上最关键的是CARRIER_HALF它决定了载波频率是否落在接收头带通滤波器的中心——偏太多接收头的输出幅度会明显下降通信距离缩短。12MHz 晶振下 13μs 半周期对应 38.46kHz与常见的 38kHz 接收头匹配良好。发射端则是反向过程红外接收头的输出接单片机的外部中断 0配置成下降沿触发。每来一个下降沿中断服务程序记录定时器当前值和上一次记录值相减得到刚刚那个低电平的宽度再查表判断是引导码、逻辑 0 还是逻辑 1。收齐 32 位后置一个标志位主循环检测到标志位再做校验和动作。/* 发射端外部中断0 测量脉宽还原位数据 */ void ext0_isr(void) interrupt 0 { unsigned int now read_timer0(); /* 读当前计数值 */ unsigned int width now - last_edge; /* 与上次边沿的时间差 */ last_edge now; if (width 8000) { /* 8ms 以上判定为引导码 */ bit_cnt 0; data_acc 0; return; } if (bit_cnt 32) return; /* 超出 32 位丢弃 */ data_acc 1; if (width 1000) /* 1.12ms 以上判为逻辑 1 */ data_acc | 0x8000; bit_cnt; if (bit_cnt 32) frame_ready 1; /* 一帧收齐交给主循环处理 */ }这里把判决阈值放在 1000μs是取 0.56ms 和 1.69ms 的中点略偏上的位置容忍 ±30% 的脉宽抖动。定时器要配置成不自动重载的连续计数模式否则每次溢出都会把差值算错这个坑我在第 6 章会展开。主循环的逻辑就简单了检测到frame_ready校验地址码和反码通过则取出命令字节命令是已充满就拉低继电器控制脚切断发射线圈的直流供电命令是充电中则保持继电器吸合。发射端单片机在这一过程中不参与任何能量控制只做一个开关决策者。5.4 继电器放在发射端是一个安全选择继电器为什么放发射端而不是接收端从功能上看两边都能切断充电但含义完全不同。放在接收端断的是已经送到手机上的电发射端还在满功率振荡线圈还在发热只是能量没人接收。空载状态下的串联谐振回路阻抗极低电流只受线圈电阻限制可能比带载时还大长时间运行线圈温度会升得很高。放在发射端断的是能量源头继电器一松逆变电路直接失电线圈上什么都没有整机进入真正的待机状态。另外一个现实原因是功耗。接收端如果要用继电器切断电池供电路径继电器线圈本身就要耗电而它恰恰是在电池已经充满、需要省电的时候工作逻辑上很别扭。发射端由市电供电多一路继电器线圈的功耗无所谓。继电器本身也有代价机械触点寿命有限、动作时有声音、体积大。用 MOS 管做固态开关更安静、更快但需要额外的驱动和隔离。这套系统选择继电器看中的是它的彻底性——物理断开没有漏电流也没有关不断的风险。6. 避坑与排查这套系统最容易翻车的五个地方硬件调试和软件调试最大的区别是软件出错有报错信息硬件出错只有一个现象——不工作或者发热。下面这五条是这类系统调试时最常撞上的。6.1 高边波形塌了自举电容没有充电窗口现象低边管的栅极波形干净漂亮高边管的栅极波形一开始正常几百毫秒后幅度逐渐下降最后变成一条贴着源极电位的直线同时高边管温度快速上升。原因高边驱动依赖自举电容在低边导通期间充电。如果程序里给的占空比接近 100%低边管几乎没有导通时间自举电容只出不进电压被高边栅极电荷一点点抽干最终不足以维持导通。另一种可能是自举二极管选错用了慢恢复的整流管在高频下反向漏电电容充不满。解决把最大占空比限制在 90% 左右确保每个周期都有充电窗口自举二极管换成快恢复型用示波器同时看 VB 和 VS 两点的电压差正常应该在 10V 以上且平稳如果看到锯齿状的缓慢下降就是充电不足的典型特征。6.2 驱动波形变成三角波运放摆率和频率不匹配现象晶振输出端测到的是规整方波经过放大级之后边沿变得很缓波形顶部还被削平MOS 管在开关瞬间发热明显效率比预期低一截。原因放大级用的运放压摆率不够。514kHz 方波的半周期不到 1μs要在这么短的时间内完成 5V 的电压跳变压摆率至少要 5V/μs通用运放的压摆率往往只有 0.30.6V/μs输出跟不上输入的变化方波就被磨成了三角波。MOS 管在米勒平台区停留的时间因此变长这段时间里管子同时承受高电压和大电流损耗全部变成热。解决换用比较器做开环放大比较器的翻转速度在纳秒量级边沿陡峭或者选用高压摆率的专用驱动芯片。换完之后重新测一次栅极波形上升沿应该在几十纳秒内完成。6.3 电感量测出来差一个数量级单位和谐振点现象按实测电感量代入公式算出的补偿电容装上去之后谐振点完全不对线圈电流远小于预期或者大得离谱导致管子过流保护。原因电感量的单位被弄混了。6.7μH 和 6.7mH 差了三个数量级代入C 1/((2πf)²L)之后算出的电容值也差三个数量级。另一层原因是测量条件用电桥在 1kHz 下测的电感量和 514kHz 下的实际等效电感并不完全相同线圈的分布电容、邻近效应都会让高频下的等效值偏移。解决测量时把频率设到接近工作频率测量前把线圈按实际装配位置固定好线圈之间的距离、背后有没有金属或磁片都会显著改变电感量算完电容后不要一次焊死先用可调电容或者多个电容并联试出谐振点再用固定电容替换。6.4 没放手机也发烫空载谐振电流失控现象板子通电上面什么都没放几分钟后发射线圈和开关管明显发热输入电流比带载时还大。原因串联谐振回路在谐振频率上的阻抗极低只有线圈的直流电阻。没有接收端吸收能量时这部分电流全部消耗在线圈电阻和开关管导通电阻上Q 值越高空载电流越大。这也是无线充电器必须有负载检测的根本原因——不是为了省电是为了不让它自己烧自己。解决加负载检测机制。这套系统用的是红外闭环接收端检测到有效电压后才发充电中指令发射端收到指令才闭合继电器超过设定时间没收到指令自动断开。另一种思路是在发射端检测输入电流或者线圈电压的相位变化空载和带载时谐振点会偏移相位差能反映出来。后一种不需要额外的通信通道但检测电路的设计难度更高。6.5 继电器乱跳红外在开关噪声里误码现象充电过程中继电器时不时啪地断开又吸合手机充电断断续续把手机拿远一点或者用手挡住红外接收头现象反而消失。原因514kHz 的逆变回路是一个强干扰源开关瞬间的 dv/dt 和 di/dt 会通过空间耦合和电源线传导到红外接收头上。接收头内部的带通滤波器只对 38kHz 附近有效但强干扰会让输出端产生毛刺单片机误判成有效边沿如果程序没有做完整的帧校验一两个毛刺就能凑出一帧假数据。解决软件上做三重确认——引导码时间窗口校验、地址码比对、数据码与反码异或检查三者全过才执行动作同时要求连续两帧内容一致才响应单帧丢弃。硬件上把红外接收头的电源脚就近加 0.1μF 去耦电容输出脚加 RC 低通接收头的位置尽量远离线圈和功率回路必要时加一小片铝箔或者磁屏蔽罩。7. 设计取舍这套土办法为什么反而能跑通并值得细看把整套系统从头到尾捋一遍会发现它几乎没有用什么先进器件8051 内核的单片机、IR2110 这种二十多年前的驱动芯片、CD4069 反相器、红外遥控的成熟编码、机械继电器。单看每一项都平平无奇但组合起来它把无线充电最难的几件事都解决了而且是可解释、可测量、可复现的解决。这里有几处明显的取舍值得停下来想。第一处是通信方式。用红外传状态速率低、方向单一、怕遮挡看起来远不如现在的负载调制优雅。但负载调制需要在接收端做阻抗切换通过反射阻抗的变化把信息顶回发射端检测电路的信噪比要求很高红外方案把信息通道和能量通道彻底解耦调试时你可以单独用一个遥控器验证发射端逻辑是否正确这种可分离性在样机阶段极其宝贵。第二处是功率控制手段。继电器笨重、有寿命限制、动作有延迟但它断得彻底不存在关不断的隐患。用 MOS 管做固态开关响应更快、更安静可在几百 kHz 的强干扰环境下驱动电路的抗扰设计又是一轮新的坑。样机阶段选一个虽然土但一定管用的方案把不确定性留给更值得投入的地方这是一种很务实的工程判断。第三处是频率和控制精度的匹配。514kHz 不算高线圈 Q 值只有 34谐振峰很宽这意味着线圈绕得不太规整、电容选得不太精确系统仍然能工作。如果追求更高的传输距离把频率提上去、Q 值拉高效率曲线会变得非常陡峭任何一点参数漂移都会让系统掉出谐振点。工程上有一句话能容忍误差的设计才是好设计。如果想验证这套系统是不是真的按你想的方式工作有几个测试点值得固定下来本文还有配套的精品资源点击获取